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Amplificateur 8*315W classe D sur processeur audio numérique

Message » 03 Juil 2007 9:59

treydone a écrit:Pour les modos : petite erreur de forum, je voulais poster dans la section DIY/Amplificateurs.

@NotTwinTurboYet: Hi guy! RapidShare is free, you have to click on free at the bottom of the page and after choose your server. If you have problems, see the file at: http://site.voila.fr/vince/Projet.pdf


Je viens de ciquer, il me marque "site demandé suspendu"

J'ai du loupé un truc !!?
A++
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Message par Google » 03 Juil 2007 9:59

Publicite

 
Encart supprimé pour les membres HCFR

Message » 03 Juil 2007 14:06

En effet, Voila n'aime pas trop qu'on se serve de leur FTP :(

Re voici le fichier: Le fichier
Faire un clique droit, enregistrer sous...
:wink:

Treydone
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Message » 04 Juil 2007 12:56

Salut,

Sympa l'intégration d'un DAP, je suppose type TAS3108.

C'est l'occasion révee de rajouter une contre-réaction, pour le coup, et de gagner en performances.
Dans ce cas, cela leve aussi une partie des contraintes sur l'alimentation, puisque le PSRR va augmenter, en regard du taux de CR.

Mais, pour faire de la CR ici, il faut utiliser la technique de filtre adaptatif, ce qui sera possiblement implémentée dans le TAS3108.
Enfin, ca, c'est pour les accrocs du traitement du signal :)

Un peu de biblio :

Un article de référence, traitant des options de modulation PWM, et de l'implémentation de filtrage prédictive en CR, le tout base sur du DSP C67x :
http://www.mathworks.com/applications/dsp_comm/pdfs/hbreschpadgett.pdf

Brevet sur l'utilisation de filtrage adaptatif en classe D :
http://www.patentstorm.us/patents/6593806-description.html

La fameuse classe T de Tripath utilise aussi cette technique, mais pas de CR sur la charge :
http://www.tripath.com/downloads/an1.pdf

On en parle sur les forums :
http://www.diyaudio.com/forums/showthread/t-7754-p-1.html

A FPGA-Based Approach to the Digital Control of a
Class-D Amplifier for Sound Applications :
http://ieeexplore.ieee.org/iel5/10552/33408/01581612.pdf?arnumber=1581612
http://vtb.engr.sc.edu/review/2005/AnnualConference/Presentations/Wednesday%20-%2013%20-%20Estes%20-%20Class%20D%20Audio%20Power%20Amplifier.ppt

Une autre approche, qui n'utilise pas de filtre predictif, mais une CR locale entre la charge et le signal PWM issu du modulateur :
http://ieeexplore.ieee.org/iel5/10622/33557/01594121.pdf?arnumber=1594121

Bonne lecture !

Fabien
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Message » 05 Juil 2007 8:19

Petite biblio sympa :mdr: Merci bien !

Quelques petites photos de la partie commande (PICBasic + Afficheur // + interface série)

[img=http://img360.imageshack.us/img360/74/dsc00225wi2.th.jpg]

[img=http://img398.imageshack.us/img398/6656/dsc00245kv7.th.jpg]

[img=http://img352.imageshack.us/img352/733/dsc00248yj6.th.jpg]
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Message » 06 Juil 2007 23:05

Faut croire que le numérique n'intéresse pas beaucoup de monde 8)

C'est bien dommage :wink:

Juste un petit UP pour dire que jai repris la partie réception SPDIF et clock de l'ensemble du système. Nous n'avons pas accordé assez d'importance à ces éléments...

A suivre!

Treydone
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Message » 07 Juil 2007 0:37

Salut,

treydone a écrit:Faut croire que le numérique n'intéresse pas beaucoup de monde


Mais si, ca passionne tout un tas de gens, mais la foule est silencieuse, et peut-être même en vacances ;)

Puisque tu attaques par le S/PDIF, une question me vient : pourquoi utiliser 1 transfo par ligne d'entrée, sachant qu'on utilise une entrée a la fois, et que le cout d'un bon transfo S/PDIF n'est pas négligeable. Il eut été possible d'utiliser un switch ana large bande, et de n'avoir qu'un seul transfo, dont il sera alors possible de soigner les caractéristiques.

Quant aux clocks, il est difficile d'avoir une vision haut niveau de vos choix. L'idéal serait d'avoir une vue représentant l'ensemble des clocks et leur distribution.

Une remarque d'ordre général : dans tout design numérique, 3 sections inévitables : les alimentations, les resets et les clocks.

Tant que j'y pense, je n'ai pas trouve de pull-up sur les lignes SDA et SCL de l'I2C entre le PIC et le TAS5518. Elles sont obligatoires, a moins que le PIC ne les intègre. Pour des baudrates de respectivement 100k / 400k / 3.2 M, des valeurs de 10k / 3.3k / 470 ohm conviennent généralement.

A+,
Fabien
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Message » 08 Juil 2007 20:04

Puisque tu attaques par le S/PDIF, une question me vient : pourquoi utiliser 1 transfo par ligne d'entrée, sachant qu'on utilise une entrée a la fois, et que le cout d'un bon transfo S/PDIF n'est pas négligeable. Il eut été possible d'utiliser un switch ana large bande, et de n'avoir qu'un seul transfo, dont il sera alors possible de soigner les caractéristiques.


C'est un des points qui peut être amélioré, merci de me l'avoir fait remarqué. Il faudrait pour cela fixer la voie sur le switch interne au convertisseur SPDIF et créer un convertisseur externe. Ce qui en effet nécessite un unique transfo SPDIF mais peut aussi permettre de sélectionner plus d'entrées puisque nous ne sommes plus fixés par le switch interne du convertisseur SPDIF.

Nous pourrions alors réutiliser un switch numérique ou analogique, comme ceux déjà utilisé dans la partie sélection de voies.

La partie SPDIF pourrait utiliser une horloge possédant un meilleur jitter que ceux des quartz. Je crois que l'on peut de plus augmenter cette fréquence pour diminuer le taux d'erreur relatif lors de la conversion, mais la datasheet m'en dira plus.

Toujours lié à la fréquence de reconstruction, le filtre de la PLL pourrait lui aussi être remanié. Bien qu'il s'agisse d'une application propre au constructeur, on est en droit de pousser l'étude un peu plus loin.

Pour ce qui est du reclockage complet du circuit, pourquoi pas! Un juste compromis de prix pour une nouvelle horloge ne pourra qu'être positif pour l'ensemble du circuit. L'idéal serait bien sûr une horloge commune utilisant des diviseurs de fréquence pour générer les différentes clocks nécessaires.

Tant que j'y pense, je n'ai pas trouve de pull-up sur les lignes SDA et SCL de l'I2C entre le PIC et le TAS5518.

Ces résistances sont présentes sur le circuit du DAP, aux valeurs de 10K (p46).
Elles devraient toutefois se trouver sur le circuit du PICBasic.
treydone
 
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Message » 08 Juil 2007 22:33

Hey,

Ok, pour les 10k, elles m'avaient échappé. Par contre, je ne vois pas l'interet de mettre des 200 ohms en série sur les lignes SDA/SCL. Elles vont ralentir les fronts, et cela peut être un problème aussi bien cote slave que master. Le standard I2C est suffisamment contraignant cote IC pour éviter ce genre d'adaptation de ligne sur le PCB.

Dans le même esprit, les résistances de 47 ohms sur certaines des lignes I2S ce coup-ci, ne sont a utiliser s'il existe une désadaptation d'impédance entre le circuit qui drive et celui qui reçoit. Je ne dis pas ici qu'elles nuisent au fonctionnement, mais une meilleur pratique consiste a router le PCB en impédance controllée, de l'ordre de 50 ohms.
Le fait d'avoir mis des connecteurs sur certaines de ces lignes explique peut-être votre choix !

J'embraye sur les resets. Page 80, le schéma du PIC ne laisse apparaitre aucun pilotage des resets respectifs des TAS5518, TAS5261 et PCM4222. Ces circuits nécessitent des séquences particulières a la mise sous tension, voir leur datasheet.

Une question sur les entrées analogiques. Vous souhaitez sélectionner vos entrées par lot de 8 ? Je ne vois pas bien l'interet, a moins que cela soit pour commuter entre 2 sources analogiques en 7.1.

Enfin, page 75, concernant le filtre PWM, son réglage me semble un peu agressif. Tel que, sur une impédance de 8 ohms, l'atténuation a 20kHz est proche de 0dB, mais sous 4 ohms, elle n'est pas négligeable.
Ce qui me gêne le plus, c'est la réponse en phase, qui elle, commence a impacter la bande audio a partir de 5 kHz. Cela va dégrader fortement la notion de spatialisation, voire même la reconnaissance de timbres complexes. Les gens qui conçoivent des enceintes connaissent bien ce problème. Ils jouent a la fois sur les réglages de leurs filtres, mais aussi sur la position horizontale relative entre transducteurs.
L'interet d'utiliser une fréquence de modulation PWM supérieure a 350 kHz, c'est, entre autre, de pouvoir régler la fréquence de coupure du filtre au-dela de 20 kHz, pas tant pour assurer la linéarité en amplitude, mais surtout en phase.

A bientôt,
Fabien
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Message » 09 Juil 2007 23:50

Bonsoir,

Quelques remarques sur les entrées analogiques.

Pages 49, 54 et 55, concernant l'étage différentiel bâti autour de l'OPA1632.
Il s'agit d'un très bon amplificateur, et parfaitement adapté pour attaquer des entrées à capacités commutées que l'on trouve sur les convertisseurs A/N.
Il permet de plus de former un filtre anti-repliement, d'ordre 2 ou 3, avec peu de composants.

Mais comme toute médaille a son revers, il présente un inconvénient de taille, c'est son impédance d'entrée lorsque monté tel que vous le proposez.
Vue depuis les connecteurs, cette impédance vaut environ R9 + R10, voir page 55, soit à peine plus d'1k :(

Par conséquent, cela va faire travailler les sources connectées à fort courant, ce qui ne sera pas sans conséquences sur la bande passante globale de l'ensemble.
Pire cas, certaines sources présentent une impédance de sortie proche de la centaine d'ohm, et dans ce cas, on perd une partie de la résolution des convertisseurs.

En général, on préfère des impédance d'entrée entre 10k et 500k.
50k me semble un bon compromis pour garantir une bonne linéarité des étages de sorties des sources, et une bonne 'indépendance' vis-à-vis des câbles de liaison.

Pour atteindre ce Graal, on peux utiliser des valeurs de résistance plus élevées pour R9, R10, R13, R14. La conséquence attendue sera des performances de bruit nettement dégradées.

Autre solution, c'est une structure différentielle non-inverseuse, telle que proposée figure 52 du datasheet du PCM4222, mais cela n'est pas sans inconvénient, car ici les performances sont sévèrement dépendantes du suiveur de tension de référence Vcom.
Ou sinon, un suiveur devant chaque entrée de l'OPA.

Plus élégant, mais toujours imparfait, un différentiel non-inverseur qui jouera le role de buffer de gain unitaire, référencé au 0V donc sans 3eme AOP en suiveur, suivi par un OPA1632, qui lui amplifie et filtre.

Sinon, des entrées asymétriques seraient sympa, sur RCA par exemple ;)

A+,
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Message » 10 Juil 2007 10:41

Merci Fabian pour ces commentaires! C'est très intéressant!! :idee:

I2C: les 200 Ohms était recommandé par le fabricant ds le datasheet. Je n'ai pas réfléchi plus que ca, à tort! Elles devraient donc être enlevées comme tu le préconises.

I2S: Les 47 Ohms sont elles par contre nécessaires ds le montage. Elles limitent par leur présence le courant dans les trames I2S. A noter aussi que l'ensemble de l'ampli n'est pas réalisé sur une mm carte, mais que chaque partie est soudée séparement, et nécessite dc une connectique appropriée entre les cartes.

RESET: Les RESET sont tous reliés ensemble, le PIC utilise une de ces broches pour gérer le RESET (mm s'il n'apparait pas sur le montage :mdr: Un oubli arrive vite!)

Entrées analogiques: Nous souhaitons travailler sur 8 voies analogiques en effet.

Filtre PWM: On travaille plus souvent avec des enceintes 8Ohms en home cinéma qu'avec des 4 Ohms. Mais où as tu vu la réponse en phase? Dans le datasheet??? :oops:

OPA1632: Je ne suis pas sur que l'impédance d'entrée valle un peu plus d'1k. Il faut tenir du fait que cet ampli est un symétrique différentiel, possédant notamment une forte impédance d'entrée (34MOhms sur chaque entrée) vis-à-vis d'une entrée par rapport à une autre. Le calcul ne peut pas (à mon avis) se résumer au calcul des AOP 'simples'. Qu'en penses-tu? L'OPA1632 est tout de même une référence en audio, je ne pense pas que TI est zappé ce détail :-?

Ptite question: Avez vous une idée pour ajouter une connectique ethernet? (streaming ou autre ...) Ca pourrait être vraiment intéressant!
Voici un petit lien intéressant : http://mp3elf.net/
Ca reste bien sur assez élevé pour du DIY, mais connaissez vous une autre solution?
treydone
 
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Message » 10 Juil 2007 12:20

Salut,

treydone a écrit:Filtre PWM: On travaille plus souvent avec des enceintes 8Ohms en home cinéma qu'avec des 4 Ohms. Mais où as tu vu la réponse en phase? Dans le datasheet???


J'ai simulé votre filtre, sur charge résistive entre 3 et 10 ohms dans un premier temps, puis sur charge complexe type haut-parleur difficile.
Je vais faire un screenshot des résultats ce soir, ce sera plus parlant.

treydone a écrit:OPA1632: Je ne suis pas sur que l'impédance d'entrée valle un peu plus d'1k. Il faut tenir du fait que cet ampli est un symétrique différentiel, possédant notamment une forte impédance d'entrée (34MOhms sur chaque entrée) vis-à-vis d'une entrée par rapport à une autre. Le calcul ne peut pas (à mon avis) se résumer au calcul des AOP 'simples'. Qu'en penses-tu? L'OPA1632 est tout de même une référence en audio, je ne pense pas que TI est zappé ce détail


Et pourtant, la simplicité prévaut souvent.
Le raisonnement est facile a comprendre, en régime linéaire, le potentiel sur les entrées + et - de l'OPA est quasi-identique. L'impédance vu depuis les connecteurs vaut donc la somme des 2 résistances R9 + R10, soit 2x560 ohms.
Comme je sens un vent de scepticisme, légitime ;), je viens de trouver cette note d'application qui corrèle assez bien mon analyse : [url]focus.ti.com/lit/an/sloa054d/sloa054d.pdf[/url]

Quand au fait de zapper ce détail, la circuit propose fonctionne tres bien si la source que tu y connectes supportes cette impédance d'entrée...

Fabien
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Message » 10 Juil 2007 12:26

Pour l'éthernet, j'aime bien le CS8900 en éthernet receiver, qu'il faudra alors associer a un uC qui devra intégrer une pile TCP/IP, plus une couche de transport pour l'audio, genre VoIP amélioré.

C'est pas forcément compliqué a réaliser, d'autant que les piles TCP/IP et le VoIP et apparentés sont des couches SW dont on trouve les sources en C sans difficultés, et gratuitement.

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Message » 10 Juil 2007 22:37

Comme promis, le filtre PWM simulé sur différentes charges.

Le groupe de courbes supérieure correspond au gain du filtre, le groupe de courbes du bas représente la réponse en amplitude.

Sur charge resistive pure, variée de 4 à 10 ohms, par pas de 2 ohms :

Image

Sur charge complexe type haut-parleur 'difficile', module d'impédance varié de 4 à 10 ohms, par pas de 2 ohms :

Image

Les commentaires demain, je manque un peu de sommeil ;)

A bientôt,
Fabien
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Message » 11 Juil 2007 10:08

Courbes: sympa la petite simu! Une question tout de même me perturbe: pourquoi avoir choisi de simuler l'enceinte difficile par une composante de résonnance en parallèle de l'enceinte et non en série?

Ethernet: le cs8900 est pas mal bourrin! Il n'est pas super simple au premier abord mais bien performant. :-? Je chercherai cette semaine des FGPA ou des DSP dédiés à ce type d'application pour faire un comparatif.

Treydone, qui attend les commentaires des courbes :mdr:
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Message » 11 Juil 2007 13:57

Le modele de l'enceinte est compose de R1, R2, L2, L3 et C2.
Il s'agit bien sur d'une approximation, et cela ne montre en rien le pire cas.

La surtension engendrée vers 25 kHz peut facilement être compensée.

Quelques commentaires rapides :

Un, les réponses en amplitude et en phase sont fortement dépendantes des caractéristiques de la charge. Puisque l'on est en boucle ouverte, cette réponse sera celle de l'ampli, puisqu'aucune compensation n'intervient a ce niveau.

Deux, en considérant l'ordre du filtre fixe : plus la fréquence de coupure est proche de la bande audio, plus la charge va potentiellement impacter la réponse dans la bande audio. Voir comparaison entre charge résistive et complexe.

Trois, la stabilité du filtre dans la bande audio sera meilleure si les poles choisis en sont éloignés. Voir surtension.

Quatre, cette étude part du postulat que les selfs et condensateurs du filtre sont parfaits...
Pour la self, je ne peux que conseiller de choisir avec attention ses elements , ainsi que sa réalisation. Pour info, Ferroxcube produit des tores a entrefer, de perméabilité et A/tour max particulièrement adaptés ici.

Fabien
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